Portage de TapTempo en VHDL

Posté par  (site Web personnel) . Édité par Christophe ---, palm123, Claude SIMON, Ysabeau, Pierre Jarillon, tisaac, BAud et Nils Ratusznik. Modéré par Ysabeau. Licence CC By‑SA.
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39
17
déc.
2020
Matériel

Ayant préparé tout le matériel pour faire du TapTempo en Verilog, il était trop tentant de réaliser la même chose en VHDL. L’occasion de se plonger dans ce langage de description matériel concurrent du Verilog.
L’occasion également de parler des avancées de GHDL, un simulateur libre du VHDL, et désormais également capable de faire la synthèse en conjonction avec Yosys.

Pour comprendre TapTempo dans la culture moulesque de LinuxFr.org, il est conseillé d’aller faire un petit tour sur la page wiki homonyme.

Sommaire

Comme l’indique le titre de cette dépêche, nous allons effectuer un « portage » du projet TapTempo, qui était écrit en Verilog, vers le language VHDL. Nous aurons donc l’avantage de profiter d’une architecture déjà conçue. Et comme une partie des stimulus de simulation (banc de test) ont été écrit en Python avec CocoTB, nous allons pouvoir les reprendre (presque) tels quels pour simuler notre version VHDL.

Vue d’ensemble du matériel pour TapTempo

Le VHDL

Le VHDL – pour VHSIC Hardware Description Language – est un langage de description matérielle issu d’une commande du ministère de la Défense américaine, c’est donc en toute logique qu’il soit surtout populaire… en Europe !

Le VHDL s’inspire fortement du langage ADA pour décrire le comportement des circuits intégrés numériques. Cela permet de décrire un modèle que l’on peut ensuite simuler au moyen d’un simulateur.
Le simulateur VHDL OpenSource le plus connu est GHDL, initialement développé par le français Tristan Gringold comme une surcouche à GCC.
Il existe également un simulateur opensource nommé nvc, mais il est moins mature que GHDL. Les autres simulateurs OpenSource, comme FreeHDL ou VerilatorVHDL, sont plus anecdotiques.

À partir d’une source VHDL il est également possible de générer un schéma de portes et de bascules logiques au moyen d’un logiciel de synthèse. Pendant longtemps, les seuls logiciels libres de synthèse HDL ciblaient le Verilog (OdinII et Yosys). Mais depuis cette année une extension GHDL est apparue pour Yosys. Si cette extension n’est pas encore vraiment stabilisée, elle n’en reste pas moins parfaitement utilisable comme nous allons le voir dans cet exemple.

Le VHDL est très hiérarchique, on décrit des modules avec leurs entrées-sorties que l’on assemble ensuite à la manière d’un schéma bloc dans un composant «top».

Dans le cas de TapTempo, l’interface du module «top» est déclarée dans une entité comme ceci :

entity taptempo is
    port (
        clk_i : in std_logic;
        btn_i : in std_logic;
        pwm_o : out std_logic
    );
end entity taptempo;

VHDL n’est pas sensible à la casse ! C’est quelque chose qui est très perturbant mais dans l’exemple ci-dessus Entity est exactement identique à entity ou ENTITY. En pratique, le simulateur mettra tout en minuscule.

Le module possède deux entrées : l’horloge (clk_i) et le bouton (btn_i) ainsi qu’une sortie pwm (pwm_o) pour l’affichage. Il est possible de définir des paramètres pour la génération du module en utilisant le mot clef generic de la même manière que le port. Pour plus de simplicité nous choisirons plutôt de mettre tous les paramètres dans un package séparé (nommé taptempo_pkg.vhd), à la manière des include du C/C++.

Le type std_logic est utilisé pour représenter les états que peut prendre un signal. En simulation, il peut prendre 9 valeurs différentes :
- 0 : 0 logique;
- 1 : 1 logique;
- Z : Haute impédence;
- X : inconnue, plusieurs pilotes en conflit -> erreur;
- L : 0 faible, peut-être vu comme une résistance de tirage à la masse (pull-down);
- H : 1 faible, peut-être vu comme une résistance de tirage à Vcc (pull-up);
- W : signal faible inconnu, quand il y a un conflit entre L et H mais qu’un troisième pilote fort (0 ou 1) pourrait tout de même mettre le signal à une valeur déterminable;
- - : pas d’importance;
- U : non initialisé.

Dans la pratique on évitera d’utiliser toutes ces valeurs si on veut limiter les problèmes à la synthèse. Par exemple les valeurs 'L' et 'H' ne peuvent être synthétisées « à l’intérieur » d’un FPGA, les résistances de tirage ne sont disponibles que sur les entrées sorties.
Un bus de données bidirectionnel à l’extérieur du FPGA devra être séparé en deux bus dans le FPGA : un pour chaque direction.

En réalité on se limite à '0' et '1'. Les valeurs 'U' et 'X' apparaissent dans les traces de simulation et nous avertissent d’un problème avec notre code (simulation ou synthèse).

Le type std_logic peut être étendu en tableau avec std_logic_vector très pratique pour représenter des bus.

Architecture de TapTempo

L’architecture global de TapTempo qui est exactement la même que celle de la version Verilog est présenté dans le schéma ci-dessous:

schema blocs taptempo

Le tempo en entrée est donné par une touche de morse

Schéma de la touche morse

qui peut aisément être remplacé par un simple bouton poussoir (c’est d’ailleurs monté en parallèle du bouton de la colorlight). Cette entrée est synchronisée avec l’horloge du FPGA au moyen d’une double bascule en série pour éviter la métastabilité :

    -- Synchronize btn
    btn_sync_p: process (clk_i, rst)
    begin
        if rst = '1' then
            btn_s <= '0';
            btn_old <= '0';
        elsif rising_edge(clk_i) then
            btn_s <= btn_old;
            btn_old <= btn_i;
        end if;
    end process btn_sync_p;

Le module debounce se charge ensuite de filtrer les rebonds et transfert le signal au module de mesure de la période d’appuis.

Cette période divise ensuite une constante de temps représentant le nombre de cycle de timepulse pour donner la fréquence en battement par minute (bpm).

Pour être « affichée », cette valeur est transformée en un signal périodique avec un rapport cyclique proportionnel au battement bpm.

Ce signal cyclique s’affiche ensuite très bien au moyen d’un voltmètre à aiguille comme celui-ci :

Photo du voltmètre à aiguille

La graduation qui nous intéresse ici est celle qui va de 0 à 250.

Les paramètres dans un package : taptempo_pkg

Pour configurer les différentes constantes et définir des fonctions utiles, on utilise un « package » nommé taptempo_pkg.vhd qui sera inclus dans tous les modules du projet :

use work.taptempo_pkg.all;

La déclaration d’un package en VHDL s’effectue en deux temps :

  • on déclare d’abord les «objets» que l’on va utiliser dans le package :
-- La déclaration de ce que le package rend visible
package taptempo_pkg is

    constant CLK_PER_NS : natural;
    constant BPM_MAX : natural;
    constant BPM_SIZE : natural;
    constant TP_CYCLE : natural;
    constant BTN_PER_MAX : natural;
    constant BTN_PER_SIZE : natural;
    constant BTN_PER_MIN : natural;
    constant MIN_US : natural;
    constant MAX_COUNT : natural;
    constant DEBOUNCE_PER_US: natural;
    constant DEB_MAX_COUNT : natural;
    constant DEB_MAX_COUNT_SIZE : natural;

    constant ZEROS : std_logic_vector(31 downto 0);

    -- Usefull function for register size
    function log2ceil(m : integer) return integer;

end package taptempo_pkg;
  • Puis on définit leurs valeurs et comportement dans le corps (body) :
package body taptempo_pkg is

    constant CLK_PER_NS : natural := 40;
    constant BPM_MAX : natural := 250;

    -- period of tp in ns
    constant TP_CYCLE : natural := 5120;

    -- Debounce period in us
    constant DEBOUNCE_PER_US: natural := 50_000;
    constant DEB_MAX_COUNT : natural := (1000 * (DEBOUNCE_PER_US / TP_CYCLE));
    constant DEB_MAX_COUNT_SIZE : natural := log2ceil(DEB_MAX_COUNT);

    -- constant MIN_NS : natural := 60000000000;
    constant MIN_US : natural := 60_000_000;

    constant BPM_SIZE : natural := log2ceil(BPM_MAX + 1);

    constant BTN_PER_MAX : natural := 1000 * (MIN_US / TP_CYCLE);
    constant BTN_PER_SIZE : natural := log2ceil(BTN_PER_MAX + 1);
    constant BTN_PER_MIN : natural := 1000 * (MIN_US / TP_CYCLE) / BPM_MAX;
    constant MAX_COUNT : natural := TP_CYCLE / CLK_PER_NS;

    constant ZEROS : std_logic_vector(31 downto 0) := x"00000000";

    function log2ceil(m : integer) return integer is
    begin
      for i in 0 to integer'high loop
            if 2 ** i >= m then
                return i;
            end if;
        end loop;
    end function log2ceil;

end package body;

Vous noterez la lourdeur d’avoir à déclarer le type de la constante dans le package avant de donner sa valeur dans le body. Les mauvaises langues diront que ça n’est pas beaucoup plus lourd que le C++ et ses doubles fichier (*.h et *.cpp) pour définir une classe.

Un cadenceur (timer) pour tout le système : Timepulse

Nous allons avoir besoin de compter le temps dans plusieurs blocs du projet. L’horloge câblée sur la colorlight est de 25Mhz. Comme nous n’avons pas besoin de précisions à la quarantaine de nanoseconde nous allons utiliser un compteur global pour générer des « pulses » toutes les 5,12µs. Ces pulses seront utilisés en entrée des blocs ayant besoin de compter le temps. Cela réduira la taille des compteurs puisqu’ils n’auront pas à repartir de l’horloge globale.

Le code est suffisamment concis pour que nous puissions le reproduire ici dans son intégralité.

library ieee;
use ieee.std_logic_1164.all;
use ieee.numeric_std.all;

use work.taptempo_pkg.all;

entity timepulse is
    port (
        -- clock and reset
        clk_i : in std_logic;
        rst_i : in std_logic;
        -- timepulse output
        tp_o : out std_logic
    );
end entity timepulse;

architecture RTL of timepulse is
    signal counter : natural range 0 to MAX_COUNT + 1;
begin
    tp_o <= '1' when (counter = 0) else '0';

    counter_p: process (clk_i, rst_i)
    begin
        if rst_i = '1' then
            counter <= 0;
        elsif rising_edge(clk_i) then
            if counter < MAX_COUNT then
                counter <= counter + 1;
            else
                counter <= 0;
            end if;
        end if;
    end process counter_p;
end architecture RTL;

Tout module VHDL est constitué d’une partie entité entity pour décrire les interfaces d’entrées-sorties. Ici nous avons les deux entrées horloge clk_i et reset rst_i caractéristiques d’un système synchrone. L’unique sortie est le pulse généré toutes les 5,12µs.

La description du fonctionnement du module est donnée ensuite dans le bloc « architecture ». En plus des signaux d’entrées-sorties, il est possible de déclarer des signaux interne au bloc. Nous avons déclaré ici le signal counter qui est un entier naturel borné de 0 à MAX_COUNT + 1. La possibilité de borner les signaux que l’on déclare en integer permet d’aider l’outil de synthèse à générer un bus de taille adaptée quand on ne souhaite pas déclarer un std_logic_vector avec une taille explicite.

Attention, un signal n’a pas la même signification qu’une variable dans un programme procédural. Une variable prend une seule valeur qui changera au cours de l’exécution du programme. Un signal doit être vu comme une liste des différentes valeurs que prendra le signal au cours de la simulation. La première valeur de la liste sera son état initial, et à chaque événement sur le signal on ajoutera une valeur à la liste jusqu’à la fin de la simulation.

Nous aurions également pu déclarer des constantes à cet endroit, mais comme dit dans l’introduction, une constante étant un paramètre modifiable nous avons préféré le mettre dans le package taptempo_pkg.

Le corps de l’architecture de timepulse possède deux « process » concurrents qui s’exécutent en parallèle. Le premier est une assignation continue :

    tp_o <= '1' when (counter = 0) else '0';

Il fait passer tp_o à '1' quand le compteur counter atteint la valeur 0. Ce « process » est activé à chaque évenement/changement sur le signal counter.

Le second process est plus étoffé :

    counter_p: process (clk_i, rst_i)
    begin
    --...
    end process counter_p;

Ce process est exécuté à chaque événement surgissant sur les signaux déclarés dans la liste de sensibilité (ici clk_i et rst_i). Le contenu du process est quant à lui exécuté de manière séquentielle.

        if rst_i = '1' then
            --...
        elsif rising_edge(clk_i) then
            --...
        end if;

Cette structure décrit une bascule D qui sera bien reconnue comme telle par le logiciel de synthèse.
Un reset asynchrone ré-initialise le compteur à 0:

            counter <= 0;

Et sur un front montant de l’horloge

        elsif rising_edge(clk_i) then

on incrémente le compteur jusqu’à son maximum.

            if counter < MAX_COUNT then
                counter <= counter + 1;
            else
                counter <= 0;
            end if;

Notez l’utilisation de l’opérateur d’affectation non bloquant <= qui n’affectera la valeur qu’à la fin de l’exécution du process.

Si par exemple nous avons le code suivant dans un process :

    counter <= 10;
    counter <= 5;

La valeur effective de counter à la fin de l’exécution de process sera 5. Et à aucun moment la valeur 10 n’apparaîtra dans counter.

Pour visualiser les signaux de sortie du module on pourra se rendre dans le répertoire cocotb/test_timepulse du projet et lancer le test en donnant ghdl comme simulateur:

$ cd test_timepulse
$ SIM=ghdl make

Le même principe pourra être appliqué pour simuler tous les autres modules de TapTempo.

La simulation consiste à laisser passer le temps pendant une miliseconde :

@cocotb.test()
async def double_push_test(dut):
    trg = TestTimePulse(dut)
    trg.display_config()
    trg.log.info("Running test!")
    await trg.reset()
    await Timer(1, units="ms")

La simulation génère un fichier nommé timepulse.fst visible avec gtkwave :

$ gtkwave timepulse.fst

Comme visible dans l’image ci-dessous.

Visualisation de la simulation timepulse avec gtkwave

Filtrage des rebonds : debounce

Le manipulateur morse génère des rebonds, le filtrage avait initialement été réglé à 20 ms sur la version Verilog. Pour être vraiment tranquille nous le monterons à 50 ms, mais c’est particulièrement long comme période. Comme pour le reste, cette configuration se trouve donc dans le package taptempo_pkg.vhd.

Le module debounce va se charger de filtrer les rebonds au moyen d’une machine à états et d’un compteur.

entity debounce is
    port (
        -- clock and reset
        clk_i : in std_logic;
        rst_i : in std_logic;
        -- inputs
        tp_i  : in std_logic;
        btn_i : in std_logic;
        -- outputs
        btn_o : out std_logic
    );
end entity;

Le comptage des pulsations du module timepulse s’effectue dans un process :

counter_p: process (clk_i, rst_i)
begin
    if rst_i = '1' then
        counter <= 0;
    elsif rising_edge(clk_i) then
        if tp_i = '1' then
            if (state_reg = s_cnt_high) or (state_reg = s_cnt_low) then
                counter <= counter + 1;
            else
                counter <= 0;
            end if;
        end if;
    end if;
end process counter_p;

La machine à états est constituée de 4 états :

    type t_state is (s_wait_low, s_wait_high, s_cnt_high, s_cnt_low);
    signal state_reg : t_state;

Deux états d’attentes et deux états de comptages. Dans un état d’attente s_wait_ on attend un front du bouton. Quand un front survient on passe dans un état de comptage s_cnt_.

Dans un état de comptage, le compteur s’incrémente et passe à l’état d’attente lorsqu’il arrive à son maximum.

De cette manière, seuls les fronts intervenant dans un état d’attente sont pris en compte. Une fois la machine à états dans un état de comptage, plus aucun front du bouton n’est « écouté ».

Mesure de la période d’appuis : percount

Le module percount (period counter) va compter le temps d’une période entre deux appuis sur le bouton.

Si on passe sur les signaux désormais bien connus clk_i, rst_i et tp_i; l’entrée du module est btn_i qui représente la valeur du bouton (appuyé ou non) sans rebond.

Les deux signaux de sortie sont :
- Un vecteur btn_per_o représentant la valeur de la période mesurée
- Un signal btn_per_valid donnant la validité de la valeur précédente. La valeur de btn_per_o est considérée comme bonne uniquement si btn_per_valid est à '1'.

Dans un premier process détecte les fronts descendants du bouton :

    btn_fall <= btn_old and (not btn_i);

    btn_p: process (clk_i, rst_i)
    begin
        if rst_i = '1' then
            btn_old <= '0';
        elsif rising_edge(clk_i) then
            btn_old <= btn_i;
        end if;
    end process btn_p;

Puis dans un second process on compte le temps et on remet à 0 le compteur quand un front descendant du bouton surgit :

        --...
        elsif rising_edge(clk_i) then
            if btn_fall = '1' then
                counter_valid <= '1';
            elsif counter_valid = '1' then
                counter <= 0;
                counter_valid <= '0';
            elsif (tp_i = '1') and (counter < BTN_PER_MAX) then
                counter <= counter + 1;
            end if;
        end if;
        -- ...

Conversion période/fréquence (division) : per2bpm

C’est la partie « dure » du système, il va falloir faire une division d’une constante par la période mesurée.

Pour éviter d’avoir à utiliser les blocs multiplieurs dédiés de l’ECP5 et rester « portable » nous allons poser cette division comme on le ferait à la main.

Pour ce faire, on va mettre le dividende dans un registre nommé remainder (pour le reste) :

remainder <= std_logic_vector(to_unsigned((MIN_US / TP_CYCLE) * 1000, remainder'length));

Et le diviseur dans un registre divisor:

if to_integer(unsigned(btn_per_i)) < BTN_PER_MIN then
    divisor <= std_logic_vector(to_unsigned(BTN_PER_MIN, BTN_PER_SIZE)) & ZEROS(DIVIDENTWIDTH-1 downto 0);
else
    divisor <= btn_per_i & ZEROS(DIVIDENTWIDTH-1 downto 0);
end if;

Notez la la valeur minimum de btn_per_i qui nous évitera les problèmes de division par 0 ainsi que des valeurs de bpm trop élevées.

La division est cadencée par une machine à états de 3 états :

type t_state is (s_init, s_compute, s_result);
signal state_reg : t_state;

Un état initial pour démarrer, un état de calcul et un état durant lequel la valeur de sortie est considérée comme bonne.

L’algorithme de division consiste en une série de décalage à droite du diviseur :

divisor <= "0" & divisor(REGWIDTH-1 downto 1);

Et de décalages à gauche du quotient :

if (unsigned(divisor) <= unsigned(remainder)) then
    remainder <= std_logic_vector(unsigned(remainder) - unsigned(divisor));
    quotient <= quotient(REGWIDTH-2 downto 0) & "1";
else
    quotient <= quotient(REGWIDTH-2 downto 0) & "0";
end if;

Avec ajout d’un '1' ou d’un '0' en fonction de la valeur du diviseur et du reste. Lorsque le reste est supérieur au diviseur, on le soustrait du diviseur et on ajoute un bit '1' au moment du décalage du quotient. Sinon on ajoute le bit '0' sans toucher au registre de reste (remainder).

Les registres remainder, divisor et quotient sont des std_logic_vector qui ne représente rien d’autre qu’un « paquet de bits » pour le langage. Si l’on souhaite effectuer des opérations de comparaison ou des additions soustraction dessus il faut donc dire au VHDL que ses bits représentent un nombre (ici non signé) en les « castant » avec unsigned(). Et si l’on souhaite assigner le résultat à un std_logic_vector il faut « caster » à nouveau avec std_logic_vector. Ces multiples conversion de type peuvent vite devenir un casse-tête quand on fait du VHDL.

L’esperluette & est ici un opérateur de concaténation de deux vecteurs std_logic_vector.

Le résultat de la division est donné en continu par les bits de poids faible du registre divisor :

bpm_o <= quotient(BPM_SIZE-1 downto 0);
bpm_valid <= '1' when state_reg = s_result else '0';

bpm_o est considéré comme valide lorsque l’état de la machine à états est s_result.

Sortie «affichage» en rapport cyclique : pwmgen

La sortie « d’affichage » de la valeur consiste à générer un signal périodique pwm_o dont le rapport cyclique est proportionnel à la valeur de bpm_o.

On va pour cela compter de 0 à BPM_MAX :

-- count
count_p: process (clk_i, rst_i)
begin
    if rst_i = '1' then
        count <= BPM_MAX;
    elsif rising_edge(clk_i) then
        if tp_i = '1' then
            if count = 0 then
                count <= BPM_MAX;
            else
                count <= count - 1;
            end if ;
        end if ;
    end if;
end process count_p;

Tant que la valeur du compteur se trouvera en dessous d’un seuil pwmthreshold elle sera à '1', une fois le seuil dépassé elle passera à '0':

-- pwm output
pwm_o <= '1' when (count < pwmthreshold) else '0';

Ce seuil ne doit pas changer de valeur pendant le comptage, on va donc devoir utiliser un registre intermédiaire bpm_reg pour stocker la valeur de bpm_i d’entrée :

-- Latching bpm_i on bpm_valid
bpm_register_p: process (clk_i, rst_i)
begin
    if rst_i = '1' then
        bpm_reg <= BPM_RESET;
        pwmthreshold <= BPM_RESET;
    elsif rising_edge(clk_i) then
        if bpm_valid = '1' then
            bpm_reg <= to_integer(unsigned(bpm_i));
        end if;
        if (count = BPM_MAX) then
            pwmthreshold <= bpm_reg;
        end if;
    end if;
end process bpm_register_p;

Notez, à nouveau, la conversion d’un std_logic_vector (bpm_i) vers un entier naturel (bpm_reg) par le double « cast » to_integer(unsigned())

Synthèse, placement-routage et configuration

Nous voici arrivé à la véritable information de cette dépêche : il est désormais possible de faire de la synthèse VHDL avec un logiciel libre.
Le VHDL est le langage avec lequel les étudiants français abordent le monde du FPGA en général. Je l’ai personnellement beaucoup pratiqué en utilisant ghdl pour la simulation et gtkwave pour visualiser les chronogrammes. Mais jusqu’à cette année, j’ai toujours dû passer sur les monstres propriétaires fournis gratuitement par les fabricants de FPGA pour la partie synthèse. Monstres de plusieurs dizaines de Giga-octets à télécharger, souvent précompilé pour une architecture 32 ou 64 bits mais pas les deux, incluant des machines virtuelles java et autres librairies graphique bugués quand on change la langue du système (coucou le MIG de Vivado). Quand ils ne sont tout simplement pas compatibles Linux (de plus en plus rare cependant). Bref, la synthèse VHDL n’était pas une sinécure.

La simulation n’était pas en reste non plus, car si GHDL fonctionnait plutôt bien, il n’était pas des plus rapides à l’époque. Et impossible de faire de la simulation mixte en mélangeant du VHDL et du Verilog.

Impossible également d’utiliser la formule 1 de la simulation qu’est Verilator, un simulateur un peu spécial qui converti son design en un objet C++, le testbench étant ensuite écrit comme du C++ «normal». Le rapport de performance est d’au moins 100 fois plus rapide.

Pour être honnête, signalons qu’il existe bien le logiciel français Alliance, mais c’est très orienté ASIC, et je n’ai jamais réussi à le faire fonctionner correctement. Peut-être que si des développeurs d’Alliance traînent sur LinuxFR, ils pourront nous en parler.

Bref, la lumière est arrivée cette année avec le développement du greffon ghdl pour yosys ainsi que les avancées à toute vapeur de la partie «synthèse» de ghdl. Comme nous allons le voir dans la section suivante.

GHDL + Yosys, la lune de miel

Pour pouvoir synthétiser TapTempo il va falloir compiler et installer les trois projet suivant :

  • GHDL : Le logiciel de simulation ainsi que de synthèse (ne pas oublier d’option de synthèse dans la configuration avant compilation) ;
  • Yosys : le logiciel de synthèse Verilog, véritable couteau suisse pour le FPGA et plus si affinité ;
  • ghdl-yosys-plugin : le greffon qui permet de compiler une librairie ghdl.so à copier dans le répertoire YOSYS_PREFIX/share/yosys/plugins/ de yosys.

Il est fortement conseillé de prendre les dernières versions du code des projets ci-dessus et de les compiler « à la main » car ces projets avancent vite et bougent beaucoup, les paquets des différentes distributions linux sont déjà largement obsolètes.

Une fois installé on peut lancer yosys avec le greffon ghdl comme ceci :

$ yosys -m ghdl

[...]

 Yosys 0.9+3686 (git sha1 bc085761, clang 8.0.0-svn345496-1~exp1+0~20181029105533.852~1.gbpf10f36 -fPIC -Os)

yosys>

Puis charger nos sources VHDL avec la commande ghdl, en précisant bien le nom du « top » que l’on souhaite élaborer avec l’option -e.

yosys> ghdl --std=08 debounce.vhd  per2bpm.vhd  percount.vhd  pwmgen.vhd  rstgen.vhd  taptempo_pkg.vhd  taptempo.vhd  timepulse.vhd -e taptempo
1. Executing GHDL.
Importing module taptempo.
Importing module rstgen.
Importing module timepulse.
Importing module debounce.
Importing module percount.
Importing module per2bpm.
Importing module pwmgen_250.

Et c’est tout ! Maintenant on peut reprendre les commandes et la procédure que l’on avait utilisée dans le cas de TapTempo en Verilog pour faire la synthèse, le placement routage et le chargement.

Notez que comme les sources ont été chargées et parsé dans yosys, il est parfaitement possible de le convertir en Verilog grâce à la commande write_verilog:

yosys> write_verilog taptempo_converted.v

2. Executing Verilog backend.
Dumping module `\debounce'.
Dumping module `\per2bpm'.
Dumping module `\percount'.
Dumping module `\pwmgen_250'.
Dumping module `\rstgen'.
Dumping module `\taptempo'.
Dumping module `\timepulse'.

La version Verilog ainsi générée pourra être simulée avec verilator ou icarus par exemple pour faire de la simulation mixte, ou tout simplement pour accélérer la simulation dans le cas de verilator.

Pour synthétiser sur la colorlight qui est munie d’un FPGA ECP5 de chez Lattice, on utilisera la commande synth_ecp5 avec une sortie netlist au format json.

yosys>  synth_ecp5 -json taptempo.json
[...]
=== taptempo ===

   Number of wires:                540
   Number of wire bits:           1515
   Number of public wires:         540
   Number of public wire bits:    1515
   Number of memories:               0
   Number of memory bits:            0
   Number of processes:              0
   Number of cells:                785
     CCU2C                         109
     L6MUX21                         9
     LUT4                          452
     PFUMX                          25
     TRELLIS_FF                    190

2.50. Executing CHECK pass (checking for obvious problems).
Checking module taptempo...
Found and reported 0 problems.

2.51. Executing JSON backend.

Arrivé à cette étape il peut être intéressant de comparer avec la version Verilog les ressources utilisées par le même projet :

$ yosys
yosys> read_verilog debounce.v  per2bpm.v  percount.v  pwmgen.v  rstgen.v  taptempo.v  timepulse.v
yosys> synth_ecp5 -json taptempo.json
...
=== taptempo ===

   Number of wires:                487
   Number of wire bits:           1435
   Number of public wires:         487
   Number of public wire bits:    1435
   Number of memories:               0
   Number of memory bits:            0
   Number of processes:              0
   Number of cells:                751
     CCU2C                         105
     L6MUX21                         1
     LUT4                          441
     PFUMX                          13
     TRELLIS_FF                    191

8.50. Executing CHECK pass (checking for obvious problems).
Checking module taptempo...
Found and reported 0 problems.

8.51. Executing JSON backend.

Nous obtenons un design légèrement plus petit avec la version Verilog, mais les ordres de grandeurs sont tout de même respecté.

Placement routage avec NextPnR

NextPnR est un logiciel de placement routage qui prend le schéma (netlist) de cellules «primitives» généré par le logiciel de synthèse et associe chaque cellule à une cellule disponible dans le FPGA. NextPnR effectue également le routage qui consiste à établir les connexions entre les différentes cellules.

C’est également à cette étape que l’on va préciser la configuration du FPGA (taille, IO…). En plus du fichier json de synthèse nous donnerons un second fichier de configuration des IO nommé taptempo.lpf décrivant nos trois signaux d’entrées-sortie :

LOCATE COMP "clk_i" SITE "P6";
IOBUF PORT "clk_i" IO_TYPE=LVCMOS33;
FREQUENCY PORT "clk_i" 25 MHZ;

LOCATE COMP "btn_i" SITE "M13";
IOBUF PORT "btn_i" IO_TYPE=LVCMOS33;

LOCATE COMP "pwm_o" SITE "P4";
IOBUF PORT "pwm_o" IO_TYPE=LVCMOS33;

Toutes les commandes de synthèse données ici sont bien évidemment disponibles dans un Makefile sur le dépot. Pour faire le placement routage nous pourrions taper la commande suivante :

$ nextpnr-ecp5 --25k --package CABGA256 --speed 6 --json taptempo.json --textcfg taptempo_out.config --lpf taptempo.lpf --freq 25

Qui ne donnera pas le fichier de configuration nommé bitstream permettant de configurer le FPGA !

Car les spécifications des FPGA sont gardées jalousement par les constructeurs, et il faut des heures et des heures d’ingénieries inverses pour venir à bout de ces informations. Travail qui a été effectué via le projet Trellis et qui nous permet de convertir la sortie texte précédente taptempo_out.config en un bitstream reconnu par l’EPC5 :

$ ecppack taptempo_out.config taptempo.bit

Et l’on décroche enfin le Saint Grââl permettant de configurer la colorlight : le bitstream taptempo.bit.

En avant la musique avec openFPGALoader

Arrivé à cette étape il serait vraiment dommage d’être contraint de relancer l’ide proprio du constructeur juste pour télécharger le bitstream dans le FPGA via une sonde USB-Jtag !

C’est là que l’on peut dégainer le projet openFPGALoader qui a pour ambition de permettre la configuration de tous les FPGA existant avec toutes les sondes disponibles sur le marché.

$ openFPGALoader taptempo.bit 
Open file taptempo.bit DONE
Parse file DONE
Enable configuration: DONE
SRAM erase: DONE
Loading: [==================================================] 100.000000%
Done
Disable configuration: DONE

Et voila, on peut maintenant taper taper taper jusqu’au bout de la nuit.

Conclusion

Le VHDL est très verbeux, les évolutions du langage ont tenté de corriger un peu le tir mais cela reste tout de même verbeux. Certaine caractéristiques comme l’insensibilité à la casse font un peu penser à un langage d’un autre âge. Cependant, l’héritage du langage Ada fait de VHDL un langage très strict et déterministe de part sa conception contrairement au Verilog.

Le typage fort peut-être considéré à première vu comme un défaut ralentissant l’écriture du code. Mais il n’en est rien, après avoir souffert de « compiler » votre porte-gramme pour la simulation, vous aurez l’agréable surprise de voir votre système fonctionner parfaitement sur le FPGA du (presque) premier coup.

Le vocabulaire VHDL est très vaste et on se contente en général des structures de code connue dont on sait qu’elles « synthétiseront » correctement, ce qui donne une impression de ne jamais pouvoir atteindre la maîtrise du langage.

Il y a quelques années je m’étais posé la question de la popularité du VHDL par rapport au Verilog. En effet, même si le VHDL est presque aussi bien supporté que le Verilog par les outils des constructeurs, ça n’était pas le cas des logiciels libres. C’est encore largement le cas aujourd’hui, même certain logiciels non libre supportent en priorité le Verilog. Le constructeur Gowin par exemple ne permettait que la synthèse Verilog avec son outil maison. Il fallait installer le logiciel tier synplify de synopsis pour pouvoir accéder à la synthèse VHDL.

Cette extension de ghdl pour Yosys change la donne. Car, comme nous l’avons vu, il est possible de l’utiliser pour convertir son projet en Verilog et avoir accès à tous l’écosystème libre Verilog. Il est également possible de faire de la vérification formelle pour le VHDL.

Avoir la compétence VHDL dans son CV est une assez bonne idée car c’est souvent par ce mot que l’on résume le développement ASIC/FPGA/SoC. En Europe, le VHDL est très apprécié de l’industrie et particulièrement de l’industrie de défense.

Mais si c’est juste pour mesurer le tempo, ce n’est peut-être pas la voie la plus rapide et la plus simple ;)

Aller plus loin

  • # Valeurs des constantes dans les packages

    Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3.

    Vous noterez la lourdeur d’avoir à déclarer le type de la constante dans le package avant de donner sa valeur dans le body

    En réalité, on peut très bien indiquer les valeurs des constantes directement dans le package.
    Par contre, pour les procédures et fonctions, on doit obligatoirement placer la déclaration dans le package et l'implémentation dans le body.

    • [^] # Re: Valeurs des constantes dans les packages

      Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3.

      En réalité, on peut très bien indiquer les valeurs des constantes directement dans le package.

      Faudrait que je retrouve l’info, mais j'étais tombé sur un post qui disait que non. Peut-être une histoire de version du standard, Je vais tester ça tiens.

      J'ai plus qu'une balle

      • [^] # Re: Valeurs des constantes dans les packages

        Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 2.

        Faudrait que je retrouve l’info, mais j'étais tombé sur un post qui disait que non

        Étonnant. Je suis curieux de connaître la source.

        Peut-être une histoire de version du standard

        Je possède une version d'époque du standard VHDL-87 (avis aux collectionneurs). Il contient des exemples qui montrent que, depuis le début, un package peut contenir des déclarations de constantes avec leurs valeurs.

        Certains outils ne le supportent peut-être pas, mais en plus de 20 ans, je n'ai jamais rencontré de problème. Je m'efforce de respecter le standard VHDL-93, avec parfois quelques emprunts à VHDL-2008 lorsque les outils le permettent.

        • [^] # Re: Valeurs des constantes dans les packages

          Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 2.

          Ok, je vais améliorer le dépots et essayer d'être un peu plus concis. Si on peut limiter la verbosité c'est toujours mieux. Déjà pour le «top» arrêté de déclarer les modules avant de les instancier en utilisant «work.*» ce qui allège grandement le code.
          Pour les constantes dans les packages il est possible que j'ai lu de travers, je vais essayer de retrouver le post.

          J'ai plus qu'une balle

    • [^] # Re: Valeurs des constantes dans les packages

      Posté par  . Évalué à 2.

      Je confirme, d'ailleurs je ne savais même pas que c'était possible de définir la valeur des constantes dans le package body.

      Les vrais naviguent en -42

  • # VHDL vs Verilog pour les FPGA

    Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 5.

    VHDL ou Verilog, en ce qui concerne les FPGA c'est bonnet blanc et blanc bonnet ;)

    Les deux sont des langages créés pour décrire des circuits électroniques pour permettre la simulation par un outil informatique.
    Ils ont ensuite été utilisés de façon détournée pour faire de la synthèse pour concevoir des configurations pour des composants programmables tels que les CPLD et FPGA. Ceci en remplacement de divers langages propriétaires (en gros, chaque fabricant de circuit programmable avait son propre langage!).

    Pourquoi les deux existent? C'est en partie à cause du département de la défense américaine (les mêmes qui ont conçu ARPANET, la base de notre Internet actuel).
    A la base seul Verilog existait, ce un langage de description de circuit électronique (HDL) propriétaire a été développé par Cadence, qui vendu des licences (très onéreuse) aux sociétés et ou universités américaines en priorité.
    L'US Army arrivait à un moment où ces crédits commençaient à fondre comme neige au soleil et avait besoin d'un outil pour faire le trie dans les différents projets électroniques qui étaient en sous-traitance.
    Comme Verilog était très cher et qu'ils ne pouvaient pas vraiment l'imposer à leur sous-traitant, ils ont préféré faire appel à leur service d'ingénierie interne pour concevoir cet outil, et c'est là que le VHDL a été conçu (sur la base du langage ADA qui était en vogue à ce moment là).
    Et comme tout ceci c'est fait sur des crédits publiques, l'ensemble des spécifications de ce langage ont été publiés pour normalisés. Et les sous-traitants n'avaient pas d'excuse pour le pas fournir de description VHDL de leur produit pour permettre leur évaluation.

    Dans l'intervalle, les grosse sociétés américaines d'électronique ainsi que les grosse université ont déjà massivement investi dans les licences Verilog de Cadence pour pouvoir faire de la simulation de circuits électronique. Par contre Cadence avait plus de mal pour vendre ces licenses sur le "vieux continent".
    Et l'apparition du langage VHDL a été vue comme une bonne opportunité pour entrer dans le domaine de la simulation des circuits électronique avec un ticket d'entré moins onéreux.

    Cadence voyant le vent tourner pour son langage c'est empressé de faire également certifié sont langage par IEEE (comme le VHDL).

    Et voilà comment on se retrouve avec 2 langages pour faire en gros la même chose ;)

    Et comme aux US Verilog était déjà bien implanté, il est resté le langage de prédilection alors qu'en Europe c'est le VHDL qui avait déjà un train d'avance.

    Bref, cela n'a rien à voir avec les possibilités ou les performances supposés de chaque langage… C'est comme toujours, juste une histoire de gros sous :D

  • # Quelques remarques sur VHDL

    Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3. Dernière modification le 18/12/20 à 09:56.

    Merci pour cet article. Ça fait longtemps que je projette de tester GHDL-Synth et Yosys.

    J'avais également l'intention d'écrire un tap-tempo en VHDL afin de le proposer en exercice à mes étudiants. Je pense que je le ferais à peu près de la même manière, mais je ne le décomposerais pas autant : par exemple, décrire un simple compteur dans une architecture séparée, comme timepulse ne me paraît pas nécessaire.

    Lorsque tu écris :

    Le VHDL est très hiérarchique, on décrit des modules avec leurs entrées-sorties que l’on assemble ensuite à la manière d’un schéma bloc dans un composant «top».

    je préciserais qu'on est tout à fait libre de choisir la structuration de son circuit.

    On peut tout mettre dans une seule architecture si on le veut, ou on peut le découper en un assemblage de nombreux composants simples. Comme dans les langages de programmation, mettre tout dans le main n'est généralement pas une bonne idée, mais créer une myriade de petites fonctions peut aussi être excessif.

    • [^] # Re: Quelques remarques sur VHDL

      Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 2. Dernière modification le 18/12/20 à 19:39.

      J'avais également l'intention d'écrire un tap-tempo en VHDL afin de le proposer en exercice à mes étudiants.

      Il y a d'ENSTAB qui vient de «sortir» un kit virtuel utilisant l'interface vpi de GHDL. Je ne l'ai pas testé mais TapTempo en vhdl sur ce kit pourrait être un défi rigolo ;)

      Même si les kits de développement sont de moins en moins cher, ça permet de se faire la main rapidement sans attendre son colis.

      je préciserais qu'on est tout à fait libre de choisir la structuration de son circuit.

      Je voulais surtout parler de la structuration en blocs connectés entre eux que l'on retrouve très fréquemment en VHDL (mais en Verilog aussi)

      J'ai plus qu'une balle

      • [^] # Re: Quelques remarques sur VHDL

        Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 2.

        Il y a d'ENSTAB qui vient de «sortir» un kit virtuel utilisant l'interface vpi de GHDL.

        Très intéressant.
        Je voudrais la même chose pour la carte Basys3.

        J'ai réalisé plusieurs interfaces similaires pour les TP que j'ai encadrés entre avril et juin 2020. J'en ai même parlé dans ce commentaire à ton journal sur CocoTB.

        Mon approche était d'utiliser GHDL, CocoTB et tkinter, en proposant pour chaque exercice une interface ne contenant que les entrées/sorties nécessaires (boutons, interrupteurs, LED, afficheurs 7 segments). Il faudrait que je mette le code dans un dépôt git public.

  • # Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

    Posté par  . Évalué à 3.

    C'est malin, à cause de toi j'ai commandé une ColorLight au père noël!

    Bon sinon, pour continuer le troll la discussion démarré dans la rédaction, j'ai remplacé pour les signaux divisor, remainder et quotient le type en unsigned et le code est un peu plus simple (non le VHDL n'est par verbeux. Bon enfin si, mais moins), et chez moi ça marche™ (enfin ça compile et synthétise).

    Je dirais aussi qu'il serait sans doute mieux de remplacer le bloc debounce par une capa sur l'entrée (avec une petite résistance en plus), mais bon quand on se permet de remplir 3% du FPGA à toi tout seul, ça donne pas envie d'enlever des morceaux.

    En tout cas, encore merci pour ton projet, c'est super d'avoir un tutoriel sur le flot!

    • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

      Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3.

      Je dirais aussi qu'il serait sans doute mieux de remplacer le bloc debounce par une capa sur l'entrée (avec une petite résistance en plus)

      Dans un ancien boulot, j'ai utilisé ce composant (de chez Maxim) très efficace, et qui en interne, ressemble bien à la solution de Martoni, modulo mes faibles compétences en ce domaine.

      • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

        Posté par  . Évalué à 3. Dernière modification le 18/12/20 à 14:00.

        Oui, je te confirmes, le composant fait la même chose en plus simple (la machine d'état est remplacée par une porte judicieusement placée, on reconnait la touche des analogiciens. Par contre, quand je vois "Process: BiCMOS", je me dis WTF?).

        Après, quand t'as de la place dans le FPGA, c'est pas forcément une bonne idée de rajouter un composant à la BOM, surtout quand… 3%!

        • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

          Posté par  . Évalué à 3.

          Après, quand t'as de la place dans le FPGA, c'est pas forcément une bonne idée de rajouter un composant à la BOM, surtout quand… 3%!

          Ouais, c'est pas faux

    • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

      Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3. Dernière modification le 18/12/20 à 20:49.

      C'est malin, à cause de toi j'ai commandé une ColorLight au père noël!

      Hé hé, bienvenu au club alors ;)

      Je dirais aussi qu'il serait sans doute mieux de remplacer le bloc debounce par une capa sur l'entrée (avec une petite résistance en plus), mais bon quand on se permet de remplir 3% du FPGA à toi tout seul, ça donne pas envie d'enlever des morceaux.

      Oui le FPGA de la colorlight est absolument monstrueux pour le prix (15$). On peux même y fourrer 55 cores RISC-V (Bon un SERV, qui est un processeur très spéciale car sérialisé).

      Bon sinon, pour continuer le troll la discussion démarré dans la rédaction, j'ai remplacé pour les signaux divisor, remainder et quotient le type en unsigned et le code est un peu plus simple (non le VHDL n'est par verbeux. Bon enfin si, mais moins), et chez moi ça marche™ (enfin ça compile et synthétise).

      J'avoue qu'il faut que je me décrasse un peu plus du VHDL, visiblement y a plus simple que mes vieux std_logic_vector. J'ai testé les unsigned suite à ta remarque mais j'ai du faire un truc de travers, je regarderais à nouveau. Si on peut rendre le VHDL moins verbeux il faut pas hésiter.

      Il ne faut pas hésiter, à me faire des pull-request pour améliorer le projet.

      J'ai plus qu'une balle

      • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

        Posté par  . Évalué à 4.

        Oui le FPGA de la colorlight est absolument monstrueux pour le prix (15$). On peux même y fourrer 55 cores RISC-V (Bon un SERV, qui est un processeur très spéciale car sérialisé).

        J’ai cherché un peu, on parle plus de 30$…

        Mais le fpga est-il reprogrammable facilement ? Ça pourrait être sympas de faire un article sur le hack de la color light, non ?

        • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

          Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 3.

          J’ai cherché un peu, on parle plus de 30$…

          Bon évidemment il faut ajouter les frais de port, mais sur aliexpress on est même à un peu moins de 15$. La mienne était bien à 15$.

          Mais le fpga est-il reprogrammable facilement ?

          Il faut une sonde jtag. Perso j'en ait une à environ 10$, mais il est visiblement possible de faire la même chose avec la bluepills qui est à environ 2$.

          Ça pourrait être sympas de faire un article sur le hack de la color light, non ?

          Il y a déjà celui de Hackable 35.

          J'ai plus qu'une balle

          • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

            Posté par  . Évalué à 3. Dernière modification le 21/12/20 à 20:36.

            Pour info, ton lien est à €11,11 + €4,18 pour le port, j'ai acheté la mienne pour €15,29 + free shipping.

            D'ailleurs, je l'ai reçu aujourd'hui \o/
            Par contre il me manque encore le module USB pour la programmer, il devrait arriver bientôt.

            Sinon pour le coup des unsigned, j'ai pas de compte github mais je te propose le patch ci-dessous, qui devrait s'appliquer avec un git am, ça te donnera une idée sur l'utilisation. Je me demande s'il ne serait pas pertinent de changer btn_per_i comme étape suivante…

            Un ptit patch, des ptits patches, toujours des ptits patchs…

            • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

              Posté par  (site Web personnel) . Évalué à 2.

              Merci, ça fonctionne bien. Je ne sais pas ce que j'avais bidouillé pour que ça déconne.

              C'est commité.

              J'ai plus qu'une balle

              • [^] # Re: Rhaaaaaaaaaaa! Honte à toi!

                Posté par  . Évalué à 2.

                Ça ne m'étonne pas vraiment que tu ais un peu galéré, il y a quand même quelques pièges quand il s'agit de faire cohabiter les std_logic_vector et les unsigned:
                - besoin de redéfinir localement la constante ZEROS avec le bon type;
                - besoin de rajouter quelques cast, même si dans l'ensemble au final il y en a moins.

                Ça fait partie des trucs en VHDL où si tu ne parts pas directement avec des signed/unsigned c'est un peu compliqué, et même quand on le fait fait avoir l'habitude avec des messages de compilation pas toujours clairs (ça n'est pas spécifique à GHDL, j'ai les mêmes avec le simulateur pro payant que j'utilise au boulot).

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